Hardwareeksperts erfaring med at skifte strømforsyningsdesign
Skiftende strømforsyninger er opdelt i to former, isolerede og ikke-isolerede. Her taler vi hovedsageligt om topologien af isolerede skiftende strømforsyninger. I det følgende refererer de alle til isolerede strømforsyninger, medmindre andet er angivet. I henhold til forskellige strukturelle former kan isolerede strømforsyninger opdeles i to kategorier: frem og tilbage. Flyback betyder, at når den primære side af transformeren er tændt, er den sekundære side slukket, og transformeren lagrer energi. Når den primære side er afskåret, tændes den sekundære side, og energien frigives til lastens arbejdstilstand. Generelt har den konventionelle flyback-strømforsyning flere enkeltrør, og dobbeltrør er ikke almindelige. Forlænstypen betyder, at når den primære side af transformeren er tændt, inducerer den sekundære side den tilsvarende spænding og udsender den til belastningen, og energien overføres direkte gennem transformeren. I henhold til specifikationerne kan den opdeles i konventionel frem, herunder enkeltrør frem og dobbeltrør frem. Både halvbro- og brokredsløb er fremadgående kredsløb.
Forward- og flyback-kredsløb har deres egne karakteristika, og de kan bruges fleksibelt for at opnå den bedste omkostningsydelse i processen med at designe kredsløbet. Generelt kan flyback-typen bruges til lejligheder med lav effekt. En lidt større kan bruge et enkeltrørs fremadgående kredsløb, en medium effekt kan bruge et dobbeltrørs fremadgående kredsløb eller et halvbrokredsløb, og et push-pull kredsløb kan bruges til lavspænding, hvilket er det samme som halvbro. Til høj effekt bruges generelt et brokredsløb, og et push-pull-kredsløb kan også bruges til lavspænding.
På grund af sin enkle struktur sparer flyback-strømforsyningen en induktans, der er omtrent den samme størrelse som transformeren, og den er meget udbredt i små og mellemstore strømforsyninger. I nogle introduktioner nævnes det, at flyback-strømforsyningens effekt kun kan nå op på snesevis af watt, og der er ingen fordel, hvis udgangseffekten overstiger 100 watt, og det er svært at indse. Jeg tror, det generelt er tilfældet, men jeg kan ikke generalisere det. PI-virksomhedens TOP-chip kan nå 300 watt. Der er artikler, der introducerer flyback strømforsyningen kan nå tusindvis af watt, men jeg har ikke set den ægte vare. Udgangseffekten er relateret til udgangsspændingsniveauet.
Lækageinduktansen af flyback-strømforsyningstransformatoren er en meget kritisk parameter. Da flyback-strømforsyningen har brug for transformatoren til at lagre energi, for at udnytte transformatorens jernkerne fuldt ud, kræves der generelt et luftgab i det magnetiske kredsløb. Formålet er at ændre hysteresen af jernkernen Sløjfens hældning gør det muligt for transformatoren at modstå påvirkningen af store pulsstrømme, uden at jernkernen går i en mættet ikke-lineær tilstand. Luftgabet i det magnetiske kredsløb er i en høj reluktanstilstand, og den magnetiske fluxlækage i det magnetiske kredsløb er meget større end i et helt lukket magnetisk kredsløb. .
Koblingen mellem transformatorens primære poler er også en nøglefaktor ved bestemmelse af lækinduktansen. For at gøre de primære polspoler så tæt som muligt kan sandwichviklingsmetoden bruges, men dette vil øge transformatorens distribuerede kapacitans. Vælg jernkernen med et relativt langt vindue så meget som muligt for at reducere lækinduktansen. For eksempel er effekten af at bruge magnetiske kerner af EE-, EF-, EER- og PQ-typen bedre end EI-typen.
Med hensyn til flyback-strømforsyningens duty cycle bør i princippet den maksimale duty cycle for flyback-strømforsyningen være mindre end {{0}}.5, ellers er sløjfen ikke let at kompensere og kan være ustabil, men der er nogle undtagelser, såsom TOP-seriens chips lanceret af det amerikanske PI-firma er Det kan fungere under den betingelse, at arbejdscyklussen er større end 0,5. Driftscyklussen bestemmes af drejningsforholdet for transformatorens primære og sekundære sider. Min mening om at lave flyback er først at bestemme den reflekterede spænding (udgangsspændingen reflekteres til spændingsværdien af den primære side gennem koblingen af transformeren), og den reflekterede spænding stiger inden for et bestemt spændingsområde. Arbejdscyklussen øges, og koblingsrørtabet reduceres. Når den reflekterede spænding falder, falder arbejdscyklussen, og tabet af omskifterrøret stiger. Dette har selvfølgelig også en forudsætning. Når arbejdscyklussen øges, betyder det, at udgangsdiodens ledningstid forkortes. For at holde udgangen stabil, vil den blive garanteret af udgangskondensatorens afladningsstrøm oftere, og udgangskondensatoren vil modstå større højfrekvens. Den bølgende strøm skurrer og får den til at varme op, hvilket ikke er tilladt under mange forhold. Forøgelse af driftscyklussen og ændring af transformatorens omdrejningsforhold vil øge transformatorens lækinduktans og ændre dens samlede ydeevne. Når lækageinduktansenergien til en vis grad er stor nok, kan den fuldt ud opveje det lave tab forårsaget af omskifterrørets store pligt. Det nytter ikke at øge arbejdscyklussen, og det kan endda nedbryde kontaktrøret på grund af den høje inverse spidsspænding af lækinduktansen. På grund af den store lækageinduktans kan output-rippelen og nogle andre elektromagnetiske indikatorer blive forringet. Når arbejdscyklussen er lille, er den effektive værdi af omskifterrørstrømmen høj, og den effektive værdi af transformatorens primære strøm er stor, hvilket reducerer konverterens effektivitet, men kan forbedre udgangskondensatorens arbejdsbetingelser og reducere varmeudviklingen.
Sådan bestemmes transformatorreflekteret spænding (dvs. driftscyklus)
Nogle netbrugere nævnte parameterindstillingen og arbejdsstatusanalysen af tilbagekoblingssløjfen på strømforsyningen. Fordi jeg var dårlig til avanceret matematik, da jeg gik i skole, skulle jeg nærmest tage sygeeksamenen til "Principles of Automatic Control". Jeg er stadig bange for dette emne, og jeg kan ikke helt skrive overførselsfunktionen af det lukkede sløjfesystem indtil nu. Jeg føler med konceptet nul og pol i systemet. Det er meget vagt, og ser man på Bode-diagrammet kan man kun groft se, om det er divergerende eller konvergerende, så jeg tør ikke snakke sludder om feedback-kompensation, men jeg har nogle forslag. Hvis du har nogle matematiske færdigheder og noget studietid, kan du finde ud af universitetets lærebog "Automatiske kontrolprincipper" og fordøje det omhyggeligt og kombinere det med det faktiske skiftende strømforsyningskredsløb for at analysere det i henhold til arbejdsstatus. Der vil helt sikkert være noget at vinde. Der er et indlæg på forummet "Læring og læringsfeedback Loop Design and Adjustment", hvor CMG svarede rigtig godt, og jeg synes det kan bruges som reference.
I dag vil jeg tale om flyback-strømforsyningens driftscyklus (jeg er opmærksom på den reflekterede spænding, som er i overensstemmelse med driftscyklussen). Driftscyklussen er også relateret til det valgte afbryderrørs modstå spænding. Nogle tidlige flyback strømforsyninger bruger relativt lav modstå spænding switche. Rør, såsom 600V eller 650V som koblingsrør til AC 220V indgangseffekt, kan være relateret til produktionsprocessen på det tidspunkt. Højmodstandsspændingsrør er ikke lette at fremstille, eller lavmodstandsspændingsrør har mere rimelige ledningstab og koblingsegenskaber, som denne linje. Den reflekterede spænding bør ikke være for høj, ellers for at få omskifterrøret til at fungere i et sikkert område , er den effekt tabt af absorptionskredsløbet også betydelig. Praksis har vist, at den reflekterede spænding i 600V-røret ikke bør overstige 100V, og den reflekterede spænding på 650V-røret bør ikke overstige 120V. Når lækageinduktansens spidsspændingsværdi er fastspændt til 50V, har røret stadig en arbejdsmargin på 50V. Nu på grund af forbedringen af produktionsprocesniveauet for MOS-rør, anvender den generelle flyback-strømforsyning 700V eller 750V eller endda 800-900V-omskifterrør. Ligesom denne form for kredsløb kan reflektionsspændingen af nogle skiftetransformatorer med stærkere anti-overspændingsevne også gøres højere. Den maksimale reflektionsspænding er mere egnet ved 150V, og der kan opnås bedre generel ydeevne. TOP-chippen fra PI-firmaet anbefaler at bruge en transient spændingsdæmpningsdiode til at klemme for 135V. Imidlertid har hans evalueringstavle generelt en reflekteret spænding lavere end denne værdi på omkring 110V. Begge typer har fordele og ulemper:
Den første kategori: Svag anti-overspændingsevne, lille driftscyklus og stor primær pulsstrøm af transformeren. Fordele: lille transformatorlækageinduktans, lav elektromagnetisk stråling, højt ripple-indeks, lille koblingsrørtab, konverteringseffektiviteten er ikke nødvendigvis lavere end den anden type.
Den anden kategori: Ulemper Tabet af skifterøret er større, lækageinduktansen af transformeren er større, og krusningen er værre. Fordele: stærkere overspændingsmodstand, større driftscyklus, lavere transformatortab og højere effektivitet.
