Grundlæggende principper og arbejdsmetoder for flyback switching strømforsyning

Grundlæggende principper og arbejdsmetoder for flyback switching strømforsyning

Grundlæggende principper og arbejdsmetoder

Grundlæggende

Når transistoren Trton skiftes, har transformatorens primære Np en strøm Ip og lagrer energi i den (E=LpIp/2). Da Np og Ns har modsatte polariteter, er dioden D omvendt forspændt og afskåret på dette tidspunkt, og der overføres ingen energi til Load. Ved omskiftning af Troff, i henhold til Lenz' lov: (e=-N△Φ/△T), vil transformatorens primærvikling generere et omvendt potentiale. På dette tidspunkt er dioden D fremadledende, og belastningen har strøm IL. Steady state-bølgeform af flyback-konverter

Størrelsen af ​​ton ledningstid vil bestemme amplituden af ​​Ip og Vce:

Vcemax=VIN/1-Dmax

VIN: indgangs jævnspænding; Dmax: maksimal arbejdscyklus

Dmax=ton/T

Det kan ses, at for at opnå en lav kollektorspænding skal Dmax holdes lavt, det vil sige Dmax<0.5. In practical applications, Dmax=0.4 is usually taken to limit Vcemax≦2.2VIN.

Samlerens driftsstrøm Dvs. når røret Tron skiftes, dvs. den primære spidsstrøm Ip er: Ic=Ip=IL/n. Fordi IL=Io, når Io er konstant, bestemmer størrelsen af ​​omdrejningsforholdet n størrelsen af ​​Ic , ovenstående formel er udledt baseret på princippet om strømbevarelse, og antallet af primære og sekundære ampere-omdrejninger er det samme til NpIp=NsIs. Ip kan også udtrykkes ved følgende metode:

Ic=Ip=2po/(η*VIN*Dmax)η: Konvertereffektivitet

Formlen er afledt som følger:

Udgangseffekt:po=LIp2η/2T

Indgangsspænding: VIN=Ldi/dt, forudsat di=Ip og 1/dt=f/Dmax, så:

VIN=LIpf/Dmax eller Lp=VIN*Dmax/Ipf

Så kan po udtrykkes som:

po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp

∴Ip=2po/ηVINDmax

I ovenstående formel:

VIN: Minimum DC-indgangsspænding (V)

Dmax: maksimal ledningsdriftscyklus

Lp: Transformer primær induktans (mH)

Ip: transformator primær side spidsstrøm (A)

f: konverteringsfrekvens (KHZ)

Måde at arbejde på

Flyback-transformatorer fungerer generelt i to tilstande:
1. Induktorstrøm diskontinuerlig tilstand DCM (DiscontinuousInductorCurrentMode) eller "fuldstændig energikonvertering": al den energi, der er lagret i transformeren ved ton, overføres til udgangen i tilbageløbsperioden (toff).

2. Induktorstrøm kontinuerlig tilstand CCM (ContinuousInductorCurrentMode) eller "ufuldstændig energiomdannelse": en del af energien lagret i transformeren bibeholdes ved slutningen af ​​toff indtil begyndelsen af ​​næste ton-cyklus.

DCM og CCM er meget forskellige med hensyn til små signaloverførselsfunktioner. Deres bølgeformer er vist i figur 3. Faktisk, når konverterens indgangsspænding VIN ændres inden for et stort område, eller belastningsstrømmen IL ændres inden for et stort område When , skal den spænde over to arbejdstilstande. Derfor skal flyback-konverteren fungere stabilt i DCM/CCM. Men det er sværere at designe. Normalt kan vi bruge den kritiske tilstand DCM/CCM som designgrundlag. Sammenkoblet med strømtilstandskontrol pWM. Denne metode kan effektivt løse forskellige problemer i DCM, men den eliminerer ikke det iboende ustabilitetsproblem i kredsløbet i CCM. CCM kan løses ved at justere kontrolsløjfeforstærkningen for at adskille lavfrekvensbåndet og reducere den transiente responshastighed. Ustabiliteten er forårsaget af "højre halvplan nul" af overførselsfunktionen.

DCM og CCM er meget forskellige med hensyn til små signaloverførselsfunktioner.

DCM/CCM primære og sekundære strømbølgeformdiagram

Faktisk, når konverterens indgangsspænding VIN ændres inden for et stort område, eller belastningsstrømmen IL ændres inden for et stort område, skal den spænde over to driftstilstande. Derfor kræver flyback-konverteren DCM/CCM. Begge kan fungere stabilt. Men det er sværere at designe. Normalt kan vi bruge den kritiske tilstand DCM/CCM som designgrundlag og bruge pWM til styring af strømtilstand. Denne metode kan effektivt løse forskellige problemer i DCM, men i Der er ikke noget iboende ustabilitetsproblem i kredsløbet under CCM. Ustabiliteten forårsaget af "højre halvplans nulpunkt" af overførselsfunktionen i CCM kan løses ved at justere kontrolsløjfeforstærkningen for at adskille lavfrekvensbåndet og reducere den transiente responshastighed.

I en stabil tilstand skal ændringen i magnetisk fluxtilvækst ΔΦ ved ton være lig med ændringen ved "toff", ellers vil den magnetiske kerne blive mættet.

derfor,

ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns

Det vil sige, at volt/sekund-værdien af ​​hver vinding af transformatorens primærvikling skal være lig med volt/sekund-værdien for hver vinding af sekundærviklingen.

Ved at sammenligne strømbølgeformerne for DCM og CCM i figur 3 kan vi vide, at i løbet af Trton-perioden i DCM-tilstanden har hele energioverførselsbølgeformen en højere primær spidsstrøm. Dette skyldes, at den primære induktansværdi Lp er relativt lav, hvilket gør Ip skarpt. Den negative effekt forårsaget af stigningen er at øge viklingstabet (viklingstabet) og bølgestrømmen af ​​indgangsfilterkondensatoren, hvilket kræver, at omskiftningstransistoren har en høj strømbærende kapacitet for at kunne arbejde sikkert.

I CCM-tilstanden er spidsstrømmen på den primære side lav, men koblingskrystallen har en høj kollektorstrømværdi i tontilstanden. Dette resulterer i et højt strømforbrug af koblingskrystallen. Samtidig kræves en højere primærspænding på transformeren for at opnå CCM. Sideinduktansværdien Lp og den resterende energi lagret i transformatorkernen kræver, at transformatorens volumen er større end DCM's, mens andre koefficienter er ens.

For at opsummere er designet af DCM- og CCM-transformatorer grundlæggende det samme, bortset fra definitionen af ​​den primære sidespidsstrøm (Ip=Imax-Imin i CCM).